Как базовая станция превращает данные в радиосигнал: разбираем цифровой тракт радиомодуля / forpes.ru

Главная
Как базовая станция превращает данные в радиосигнал: разбираем цифровой тракт радиомодуля

Как базовая станция превращает данные в радиосигнал: разбираем цифровой тракт радиомодуля +26

11.08.2026 10:38

dmitrynadumin 3 5400 Источник

С инженерной точки зрения базовая станция решает задачу, которая на первый взгляд кажется простой: передать данные между сетью оператора и пользовательским устройством. Но на практике для этого нужно за доли миллисекунды превратить потоки битов в радиосигнал, который можно подать на антенну, а на приеме выполнить обратное преобразование: из зашумленного радиосигнала восстановить цифровые данные.

Между этими двумя мирами находится большой цифровой тракт. Данные проходят через протокольную обработку, канальное кодирование, модуляцию, размещение в частотно-временной ресурсной сетке, OFDM-преобразования, IQ-представление, цифровую фильтрацию, ЦАП/АЦП, квадратурное преобразование частоты, усилители. И все это должно работать в жестких временных рамках, синхронно с другими базовыми станциями, с контролем мощности, спектральной маски, задержек, помех и других требований стандарта.

Меня зовут Дмитрий Надумин, я инженер-программист в радиочастотном центре YADRO. В статье разберем путь данных с инженерной точки зрения: как они превращаются в QAM-символы, раскладываются по OFDM-поднесущим, как IFFT формирует временные IQ-отсчеты, почему RU работает именно с IQ-представлением и как в итоге на вход антенны попадает один суммарный полосовой RF-сигнал. Это третья статья цикла о разработке базовых станций в YADRO.

Подходы к проектированию базовых станций

У современных базовых станций распределенная архитектура: радиочасть вынесена в отдельный блок — RU, или радиомодуль. У такого блока обычно уличное исполнение, и он может работать в разных погодных условиях. Его можно устанавливать прямо рядом с антенной, чтобы минимизировать потери сигнала в радиочастотном кабеле.

К цифровому блоку базовой станции (Baseband Unit, BBU) радиомодуль подключается через fronthaul-интерфейс. Изначально fronthaul опирался на CPRI: между RU и BBU фактически передавался оцифрованный радиосигнал на базовой частоте (временные комплексные отсчеты радиосигнала или IQ-символов). Сейчас распространяется eCPRI, работающий поверх Ethernet, а вместе с ним и новое разделение функций между RU и цифровой частью базовой станции — так называемый Low layer Split 7.2x, предложенный и специфицированный отраслевым консорциумом O-RAN.

Для реализации fronthaul-интерфейса нашей базовой станции мы выбрали eCPRI по Open Fronthaul спецификации O-RAN. Важно уточнить, что спецификации O-RAN предполагают архитектурную возможность разделения функции BBU на CU (Centralized Unit) и DU (Distributed Unit) и даже определяют интерфейс F1 между этими блоками. Это открывает путь к частичной виртуализации RAN — например, функции CU могут быть виртуализированы и работать в «облаке», но это тема для отдельной статьи. В нашем решении мы используем классический «монолитный» BBU, покрывающий функции CU и DU в одном устройстве. Но поскольку спецификации O-RAN Open Fronthaul определяют блок, к которому подключается RU, как DU, то и дальше в статье я буду использовать этот термин.

Выше я уже говорил, что RU и DU соединены между собой через Fronthaul-интерфейс, в котором в качестве транспортного протокола используется eCPRI. Важно не путать этот транспорт с протокольной обработкой пользовательских данных. eCPRI и O-RAN fronthaul — это служебный транспорт внутри самой базовой станции. По нему одна часть базовой станции передает другой части управляющую информацию и IQ-данные. В такой архитектуре DU формирует частотные IQ-данные и управляющую информацию для радиоресурсов, а RU выполняет низкоуровневую обработку: OFDM-преобразования, работу с временными IQ-отсчетами, ЦАП/АЦП и RF-трактом. IQ-sample в DU до IFFT представлен в частотной области потому, что он интерпретируется как коэффициент конкретной поднесущей.

В классической схеме BBU/RRH цифровой блок (BBU) был узлом, который готовил для RRH временные IQ-отсчеты. BBU выполнял основную обработку в базовой полосе, а RRH находился ближе к антенне и отвечал за радиочастотную часть. Относительно BBU он был довольно «простым» узлом, но за эту простоту приходилось платить: RRH ожидал от BBU готового непрерывного потока временных IQ-отсчетов. Поэтому по фронтхолу через CPRI передавался постоянный поток данных для всей полосы и всех антенных каналов, даже если пользовательская нагрузка была низкой. Сам RRH при этом работал по достаточно простой схеме: получить очередной IQ-отсчет во временной области, вовремя отдать его в ЦАП, выполнить преобразование в RF и подать сигнал на антенну. То есть «интеллект» в основном оставался на стороне BBU, а радиоголова занималась воспроизведением уже подготовленного временного сигнала.

Как это работает сейчас? При современном подходе DU может передавать в RU не непрерывный поток временных IQ-отсчетов для всей полосы, а частотные IQ-данные только для используемых радиоресурсов. Эти данные передаются не сами по себе, а вместе с управляющей информацией. Она описывает, к какому месту в ресурсной сетке относятся переданные IQ-коэффициенты: к какому OFDM-символу во времени, к какому диапазону поднесущих по частоте и к какому антенному порту.

Часто такие ресурсы описываются через PRB. В LTE один PRB по частоте соответствует 12 соседним поднесущим с шагом 15 кГц. То есть DU может передать RU не весь частотный массив целиком, а только секцию — например, в формате «для такого-то OFDM-символа, такого-то диапазона PRB и такого-то антенного порта вот эти частотные IQ-значения». RU на своей стороне восстанавливает нужную часть частотно-временной сетки, дополняет отсутствующие ячейки нулями или служебными значениями, выполняет OFDM-преобразования и самостоятельно формирует полный радиосигнал во временной области.

Требования к Radio Unit

Подход, который я описал выше, снижает нагрузку на фронтхол. Физически это может быть Ethernet-соединение через оптический интерфейс — например, SFP+ или SFP28. Но основной причиной, по которой наша компания выбрала архитектуру RU с eCPRI/O-RAN fronthaul, стало то, что это стандартизированный и открыто описанный подход, рассчитанный на развитие сетей 5G, Massive MIMO и пакетной Ethernet-инфраструктуры. Такая архитектура лучше масштабируется и позволяет строить более гибкую систему, чем классическая схема с CPRI и непрерывной передачей временных IQ-отсчетов.

Обратная сторона такого подхода — более сложный радиомодуль. Теперь это уже не просто «удаленный ЦАП с усилителем», который воспроизводит готовый поток отсчетов — RU должен в реальном времени выполнять низкоуровневую цифровую обработку сигнала, работать в жестких временных ограничениях, соблюдать точность частоты и фазы, формировать корректный спектр и не выходить за допустимые ограничения радиоканала.

На стороне передачи это значит, что сформированный сигнал должен соответствовать требованиям к полосе, спектральной маске, мощности, EVM и внеполосным излучениям. ЦАП, цифровые фильтры, квадратурный модулятор, усилители и весь RF-тракт должны вместе сформировать сигнал, который не только содержит нужные данные, но и укладывается в требования стандарта и не мешает соседним каналам.

На стороне приема задача не проще. АЦП и аналоговый тракт должны принять слабый и зашумленный сигнал, не потерять полезную информацию, не уйти в насыщение от сильных соседних сигналов и сохранить достаточный динамический диапазон. После этого RU должен получить временные IQ-отсчеты, выполнить синхронизацию, цифровую фильтрацию, FFT и передать в DU уже частотные IQ-коэффициенты для дальнейшей обработки.

Именно поэтому задача радиомодуля — не просто «передать данные по воздуху». Нужно связать между собой цифровую обработку, ограничения радиоинтерфейса, характеристики АЦП/ЦАП, RF-тракт, синхронизацию и требования к реальному спектру излучаемого сигнала.

Если вам тоже интересно разрабатывать базовые станции, рекомендую изучить вакансии в YADRO. Сейчас мы ищем в команду:

— ведущего инженера-разработчика СВЧ-устройств и антенной техники;
— инженера-исследователя по системному анализу мобильных сетей радиосвязи;
— инженера по ручному тестированию в радиочастотный центр и других специалистов.

Все открытые вакансии здесь.

Какой путь проходят данные от DU до RU

Исходные условия: LTE Band 3 и радиоканал

Рассмотрим упрощенный пример для LTE Band 3. Пусть у конкретного downlink-канала центральная частота будет около 1850 МГц, а ширина полосы — 20 МГц. Внутри этой полосы располагается множество OFDM-поднесущих с шагом 15 кГц.

Сначала пользовательские данные поступают в DU. DU знает, какому абоненту они предназначены, когда их нужно передать, какие радиоресурсы выделить, какие поднесущие использовать и какую схему модуляции и кодирования выбрать. DU не просто берет исходный пакет и разбивает его на группы битов для модуляции — сначала выполняется протокольная обработка, формируется транспортный блок, добавляется CRC.

Что происходит потом:

К данным применяется канальное кодирование — добавление избыточности для возможности исправления ошибок.
Выполняется rate matching — подгонка количества кодированных битов под доступные радиоресурсы.
Выполняется scrambling — псевдослучайное перемешивание битовой последовательности, которое позволяет улучшить статистические свойства сигнала.
В результате High-PHY получает подготовленный поток закодированных битов, который отображается в точки созвездия выбранной модуляции.

От битов к QAM-символам и поднесущим

После канального кодирования, rate matching и scrambling у нас есть подготовленный поток битов. Но радиотракт не передает отдельные нули и единицы напрямую. Чтобы передать данные через радиоканал, биты нужно отобразить в параметры сигнала — амплитуду и фазу. Для этого используется цифровая модуляция.

Один из распространенных вариантов такой модуляции — QAM (Quadrature Amplitude Modulation). В QAM каждой группе битов сопоставляется точка на комплексной плоскости.
Горизонтальная координата точки обозначается , вертикальная — . Буква означает in-phase, то есть синфазную составляющую, а — quadrature, квадратурную составляющую. Слово «квадратурная» означает, что дальше в радиотракте эта составляющая будет связана с опорным сигналом, сдвинутым по фазе на 90 градусов относительно синфазной ветви. Точка задается комплексным числом:

На этом этапе и — это числовые координаты точки созвездия, а не напряжения. Физическими сигналами они станут позже, уже в тракте RU, когда после IFFT и ЦАП появятся аналоговые сигналы и .

Чем выше порядок модуляции, тем больше битов передается одним QAM-символом, но тем меньше расстояние между соседними точками созвездия. Поэтому возрастает чувствительность к шуму, фазовым ошибкам, нелинейности усилителей и другим искажениям тракта.

Предположим, выбрана 16-QAM. В таком случае подготовленный поток битов разбивается на группы по четыре бита. Каждая такая группа сопоставляется с одной из 16 допустимых точек созвездия.

Созвездие 16-QAM с кодированием Грея: соседние точки отличаются одним битом

По принятой таблице отображения, конкретной k-ой группе битов может соответствовать:

Значения и определяют амплитудно-фазовое состояние одной конкретной поднесущей на протяжении одного полезного OFDM-символа. Другими словами, один QAM-символ — это комплексный коэффициент при одной базисной поднесущей.

QAM — это амплитудно-фазовая модуляция: разные точки созвездия отличаются как амплитудой, так и фазой.

В упрощенном примере при использовании 16-QAM поток из 12 бит разбивается на три группы по четыре бита. Каждая группа по таблице модуляции сопоставляется с одной точкой 16-QAM-созвездия и задает один комплексный QAM-символ . Эти три QAM-символа могут быть размещены на трех разных поднесущих в пределах одного OFDM-символа. То есть в один и тот же момент OFDM-сигнал передает сразу несколько QAM-символов параллельно: каждый — на своей поднесущей. Каждая поднесущая может использовать свою модуляцию: QPSK, QAM-16, QAM-64, QAM-256 и так далее, но в итоге все это будет частью одного OFDM-символа.

В реальной системе распределение выполняется не произвольно по отдельным поднесущим: радиоресурсы выделяются структурированными блоками, а часть ресурсных элементов занята служебными сигналами. Но для понимания принципа можно считать, что три QAM-символа назначены трем поднесущим.

Каждая поднесущая представляет собой комплексную гармонику своей частоты:

$\varphi_k(t)=e^{j2\pi k\Delta f t},$

где $\Delta f$ — шаг между поднесущими. Для LTE он обычно равен 15 кГц.

Поднесущие образуют ортогональный базис на интервале полезной длительности OFDM-символа. Их частоты выбраны так, что шаг между соседними поднесущими равен

$\Delta f=\frac{1}{T_u},$

где — полезная длительность OFDM-символа, то есть интервал без циклического префикса. За счет такого выбора разные поднесущие не мешают друг другу при демодуляции: на интервале они оказываются ортогональны, и FFT может разложить принятый сигнал во временной области обратно на отдельные частотные коэффициенты.

Поэтому разные поднесущие можно разделить на приемнике с помощью FFT, несмотря на то, что их спектры перекрываются. Перекрытие не приводит к взаимным помехам в идеальной модели, потому что поднесущие ортогональны на интервале полезной длительности OFDM-символа.

Каждый QAM-символ — это коэффициент разложения общего OFDM-сигнала по этому ортогональному базису. Математически у комплексной огибающей одного OFDM-символа такой вид:

$x(t)=\sum_k X_k e^{j2\pi k\Delta f t}, 0\leqslant t \lt T_u$

Суммирование выполняется по всем поднесущим OFDM-символа. Для каждой поднесущей коэффициент задает передаваемый QAM-символ, а экспонента $e^{j2\pi k\Delta f t}$ представляет соответствующую базисную функцию.

Каждый коэффициент задает амплитуду и фазу своей поднесущей в течение всего интервала . Если активно 600 поднесущих, то один OFDM-символ может одновременно содержать до 600 QAM-символов — по одному на каждую активную поднесущую, без учета служебных ресурсов.

От частотных коэффициентов к IQ-отсчетам во временной области

DU сформировал QAM-символы и разместил их в соответствующих частотно-временных ресурсах. Как уже упоминалось выше, в O-RAN Split 7.2x DU передает RU не исходный пользовательский пакет и не готовый временной сигнал, а частотные IQ-значения для выделенных радиоресурсов вместе с метаданными: номером кадра, слота, OFDM-символа, диапазоном PRB и другими параметрами.

Получив частотные IQ-значения, RU размещает их в нужных позициях частотного массива:

$X_0,X_1,\ldots,X_{N-1}$

Некоторые элементы массива содержат QAM-символы, некоторые — служебные значения, а некоторые равны нулю. Этот массив представляет один OFDM-символ в частотной области.

Затем RU выполняет N-точечную IFFT:

$x_n = \frac{1}{N} \sum_{k=0}^{N-1}X_k e^{j2\pi kn/N},\space n = 0,1,...,N-1$

Важно понимать, что IFFT — это не произвольный способ «удобно сложить синусоиды». Это операция синтеза временного сигнала по известным коэффициентам его разложения в базисе комплексных гармоник.

На входе IFFT находятся N частотных коэффициентов . На выходе получаются N временных комплексных отсчетов:

$x_0,x_1,\ldots,x_{N-1}$

Все эти N-отсчетов вместе образуют полезную часть одного OFDM-символа во временной области. Каждый временной отсчет имеет вид:

Здесь и — это уже не координаты одного 16-QAM-символа на одной поднесущей. Они представляют действительную и мнимую части n-го временного отсчета комплексной огибающей одного OFDM-символа.

То есть нужно различать два вида IQ-значений:

Здесь — комплексный QAM-коэффициент одной поднесущей в частотной области.

Здесь — n-й временной IQ-отсчет суммы всех поднесущих одного OFDM-символа после выполнения IFFT.

Каждый содержит суммарный вклад всех активных поднесущих в один дискретный момент времени. Последовательность из N таких отсчетов описывает временную форму комплексной огибающей одного полезного OFDM-символа.

Стоит упомянуть, что логический номер соответствующей поднесущей $\ell$ определяется по индексу , который является индексом элемента массива IFFT и принимает значения от 0 до N-1.

$\ell(k)= \begin{cases} k, & 0\le k\lt N/2\\k-N, & N/2 \le k\lt N\end{cases}$

Для учебного примера с получаем:

$\begin{array}{c|cccccccc}k & 0 & 1 & 2 & 3 & 4 & 5 & 6 & 7\\ \hline \ell(k) & 0 & 1 & 2 & 3 & -4 & -3 & -2 & -1\end{array}$

Следовательно: содержат коэффициенты поднесущих с номерами
$\ell=0,+1,+2,+3$ , а — коэффициенты поднесущих с номерами
$\ell=-4,-3,-2,-1$ .

Например, элемент относится к поднесущей $\ell=-1$ , частота которой равна
$f_{-1}=f_c-\Delta f$ .

Размер IFFT означает, что перед ее выполнением имеется восемь частотных ячеек, а после IFFT будет получено восемь временных IQ-отсчетов одного полезного OFDM-символа. Не все восемь ячеек обязательно заняты пользовательскими QAM-символами: некоторые могут содержать нули или служебные значения.

Если в полностью искусственном примере все восемь ячеек содержат символы 16-QAM, то они могут представить $8\cdot4=32$ закодированных бита в одном OFDM-символе.

Для LTE с шагом поднесущих 15 кГц полезная длительность OFDM-символа равна:

$T_u=\frac{1}{15000\ \text{Гц}}\approx66{,}67\ \text{мкс}$

Если размер IFFT равен , то частота дискретизации связана с длительностью символа соотношением $f_s=\frac{N}{T_u}$ .

Для канала LTE 20 МГц обычно используется размер IFFT = 2048 отсчетов. Тогда частота дискретизации составит:

$f_s= \frac{2048}{66.67\ \text{мкс}} = 30.72\ \text{МГц}$

Таким образом, временных IQ-отсчетов распределены по интервалу .

Напомню, что один QAM-символ на одной поднесущей и один OFDM-символ — не одно и то же. Один QAM-символ — это коэффициент одной поднесущей, и действует он в течение одного полезного OFDM-интервала. Один OFDM-символ включает множество одновременно передаваемых QAM-символов и во временной области представлен IQ-отсчетами.

От IQ-отсчетов во временной области к RF-сигналу

После IFFT RU добавляет циклический префикс. Для этого несколько последних временных отсчетов OFDM-символа копируются и помещаются в его начало:

$\\ \underbrace{x_{[N-L]},\ldots,x_{[N-1]}}_{\text{циклический префикс}} \mid \underbrace{x_{[0]},\ldots,x_{[N-1]}}_{\text{полезная часть OFDM-символа}}$

— длина циклического префикса в отсчетах.

Циклический префикс нужен для борьбы с последствиями многолучевого распространения. Отраженные копии сигнала приходят с задержками. Если длительность циклического префикса превышает существенный разброс задержек канала, задержанные копии предыдущего символа в основном попадают в область префикса, которая затем отбрасывается приемником. К тому же циклический префикс позволяет сохранить циклическую структуру свертки, необходимую для удобной обработки с помощью FFT. При выполнении требуемых условий он помогает сохранить ортогональность поднесущих.

После добавления циклического префикса временная комплексная последовательность представляется двумя вещественными последовательностями:

$I_n = \operatorname{Re}(x_n), \qquad Q_n = \operatorname{Im}(x_n).$

Дальше в цифровом тракте могут выполняться масштабирование, интерполяция, цифровая фильтрация, цифровое повышение частоты, компенсация искажений, снижение пик-фактора сигнала (CFR, Crest Factor Reduction) и цифровое предыскажение усилителя мощности (DPD, Digital Predistortion).

Поскольку OFDM-сигнал представляет собой сумму большого числа поднесущих, у него может быть высокий пик-фактор (PAPR, Peak-to-Average Power Ratio). Высокие пики возникают в моменты, когда вклады нескольких поднесущих складываются синфазно. Если такой сигнал без дополнительной обработки подать на усилитель мощности, усилитель может войти в нелинейный режим или насыщение. Это приводит сразу к двум проблемам. Во-первых, искажается форма сигнала: точки созвездия на приемнике смещаются относительно идеальных положений, из-за чего растет EVM. Во-вторых, из-за нелинейности усилителя появляются интермодуляционные составляющие, которые расширяют спектр сигнала и могут привести к нарушению спектральной маски.

Чтобы уменьшить эти эффекты, в цифровом тракте применяют CFR и DPD. CFR снижает уровень редких высоких пиков сигнала. DPD заранее вносит в сигнал рассчитанные предыскажения с учетом нелинейности усилителя мощности. В результате после прохождения через усилитель сигнал на выходе получается ближе к линейному, а внеполосные излучения и EVM уменьшаются.

Интерполяция выполняется еще в цифровой области и повышает частоту дискретизации цифрового IQ-сигнала перед ЦАП. Для этого между исходными отсчетами вставляются дополнительные отсчеты, значения которых вычисляются цифровым фильтром. Такая операция позволяет согласовать поток данных с рабочей частотой ЦАП или последующих цифровых блоков, а также упростить дальнейшую фильтрацию и перенос сигнала на нужную частоту.

Если увеличить частоту дискретизации в спектре, у нас появятся дополнительные копии исходного спектра — это спектральные образы. Они возникают из-за дискретной природы сигнала и располагаются вокруг новых частот, кратных частоте дискретизации. Цифровые интерполяционные фильтры подавляют эти образы, оставляя только требуемый полезный спектр. Дополнительно фильтрация ограничивает полосу сигнала и уменьшает внеполосные излучения.

В классическом квадратурном передатчике последовательности и поступают в два канала ЦАП. ЦАП преобразуют цифровые значения в непрерывные аналоговые сигналы:

$I(t),\qquad Q(t).$

Сразу после ЦАП напряжение обычно имеет ступенчатую форму, поскольку текущее значение удерживается до прихода следующего отсчета. Потом реконструкционные аналоговые фильтры сглаживают ступени и подавляют спектральные образы преобразования. Отмечу, что ЦАП не вычисляет амплитуду и фазу радиосигнала в явном виде. Он лишь воспроизводит во времени аналоговые сигналы и , соответствующие цифровой комплексной огибающей.

Потом и поступают в квадратурный модулятор. Гетеродин создает непрерывное опорное колебание на центральной частоте:

$\cos(2\pi f_ct)$

Из него формируется вторая опора той же частоты, сдвинутая на $90^\circ$ :

$\sin(2\pi f_ct)$

Сигнал умножается на косинусную опору, а — на синусную:

$I(t)\cos(2\pi f_ct),\qquad -Q(t)\sin(2\pi f_ct).$

Эти два результата складываются сумматором:

$s(t) = I(t)\cos(2\pi f_ct)-Q(t)\sin(2\pi f_ct)$

Почему минус перед ? Это вопрос соглашения. В статье используется следующая комплексная запись двух опорных сигналов:

$e^{j2\pi f_ct} = \cos(2\pi f_ct)+j\sin(2\pi f_ct)$

Перемножаем комплексную огибающую на $e^{j2\pi f_ct}$ и получаем:

$(I(t) + jQ(t))e^{j2\pi f_ct} = (I(t)\cos(2\pi f_ct)-Q(t)\sin(2\pi f_ct))+j(I(t)\sin(2\pi f_ct)+Q(t)\cos(2\pi f_ct))$

Действительная часть этого выражения и есть реальное выходное напряжение:

$s(t)=I(t)\cos(2\pi f_ct)-Q(t)\sin(2\pi f_ct)$

В реальном устройстве никакая «комплексная несущая» не создается: существуют два смесителя с реальными опорными сигналами $(\cos)$ и $(\sin)$ , а комплексная форма лишь позволяет описать их совместную работу одной формулой. В результате формируется один реальный аналоговый RF-сигнал .

Квадратурный модулятор называется так потому, что использует два опорных сигнала одной частоты, находящиеся в квадратуре, то есть сдвинутые друг относительно друга на четверть периода, или на $90^\circ$ .

У полученного сигнала мгновенные амплитуда и фаза определяются парой , :

$A(t)=\sqrt{I^2(t)+Q^2(t)},$ $\varphi(t)=\operatorname{atan2}(Q(t),I(t)).$

Здесь нужен для вычисления арктангенса с учетом четырех квадрантов. Результатом , будет угол между положительным (правым) направлением вещественной оси и вектором на комплексной плоскости.

Поэтому тот же RF-сигнал можно представить как:

$s(t) = A(t)\cos\left(2\pi f_ct+\varphi(t)\right)$

При этом нельзя считать, что в эфире присутствует только одна чистая синусоида на частоте . Из-за изменения , , а следовательно, и $\varphi(t)$ , результирующий сигнал является полосовым и содержит множество частотных компонент вокруг центральной частоты.

Представьте, что частота несущей — это центральная отметка на линейке. Комплексная baseband-огибающая описывает сигналы не в абсолютных частотах, а как отклонения относительно этой центральной отметки.

В OFDM множество поднесущих, частоты которых заранее известны. Их можно представить как набор размеченных частотных позиций относительно центральной частоты канала. Частота поднесущей после переноса сигнала в RF-диапазон равна:

$f_\ell=f_c+\ell\Delta f,$

где — центральная частота канала, а $\Delta f$ — шаг между поднесущими.

В OFDM соседние поднесущие разнесены на фиксированный шаг — например, на 15 кГц. Поэтому $\ell=0$ соответствует центральной частоте, $\ell=1$ означает «сместиться на один шаг вправо», то есть на +15 кГц, а $\ell=-1$ — «сместиться на один шаг влево», то есть на -15 кГц:
$f=f_c+\ell\cdot15\ \text{кГц}$ .

Например, при для $\ell=1$ :

$f=1850\ \text{МГц}+15\ \text{кГц} = 1850,015\ \text{МГц},$

а для $\ell=-1$ :

$f=1850\ \text{МГц}-15\ \text{кГц} = 1849,985\ \text{МГц}.$

При этом отдельного физического передатчика и отдельной антенны для каждой поднесущей нет. На вход RF-тракта и антенны в каждый момент времени подается одно суммарное напряжение — оно и есть результат сложения вкладов всех поднесущих. Это не значит, что поднесущие превращаются в одну частоту и исчезают. Физически антенна излучает одно результирующее электромагнитное поле, но временная форма этого поля представляет собой сумму множества гармонических составляющих. Поэтому в спектре одного излучаемого сигнала одновременно присутствует множество частотных компонент. Так, 1200 поднесущих с шагом 15 кГц дадут полосу в 18 МГц:

$1200 \cdot 15\ \text{кГц} = 18\ \text{МГц}$

В итоге излучается одна сложная многотональная радиоволна, а не множество отдельных независимых волн. Но спектрально эта единая волна действительно содержит множество поднесущих.

Полоса канала определяет участок спектра, в котором должен располагаться этот сложный сигнал. Если центральная частота равна 1850 МГц, а номинальная полоса канала — 20 МГц, то выделенный участок составляет примерно 1840–1860 МГц. При этом активные поднесущие не занимают всю номинальную полосу вплотную к краям: часть полосы оставляется в качестве защитных интервалов.

Антенна должна эффективно работать не только в одной точке 1850 МГц, но и во всей требуемой полосе вокруг нее. Это означает приемлемые входной импеданс, КСВ, коэффициент усиления, эффективность и фазо-амплитудные характеристики во всем диапазоне рабочих частот.

Что у нас получилось:

физически излучается одна сложная радиоволна;
в каждый момент времени существует одно результирующее значение электрического и магнитного поля;
спектрально эта волна содержит множество OFDM-поднесущих;
центральная частота является центром полосы и частотой переноса, а не обязательно отдельной мощной спектральной линией.

После квадратурного модулятора RF-сигнал проходит через фильтры, драйвер, усилитель мощности, дуплексер и фидер. Дальше поступает на антенну.

Так выглядит полный упрощенный downlink-тракт

На приеме (uplink) с точки зрения RU наоборот.

Разработка радиомодуля — не только программная задача

Выше мы прошли путь от пользовательских данных до радиосигнала на антенне и посмотрели, что на самом деле скрывается внутри радиомодуля базовой станции. На уровне общей схемы все может выглядеть достаточно просто: биты отображаются в QAM-символы, QAM-символы размещаются на поднесущих, IFFT формирует IQ-отсчеты, а дальше ЦАП, RF-тракт и антенна превращают их в радиосигнал. Но в реальном устройстве за каждым таким этапом стоят строгие требования к синхронизации, задержке, EVM, спектральной маске, динамическому диапазону, линейности усилителей и устойчивости работы в разных условиях.

Именно поэтому разработка радиомодуля — это не только программная задача и не только задача схемотехники. Это работа на стыке цифровой обработки сигналов, embedded-разработки, FPGA/SoC, RF-дизайна, измерений, производства и системной интеграции. Недостаточно просто реализовать алгоритм по стандарту: нужно добиться, чтобы он стабильно работал в железе, проходил измерения, выдерживал реальные нагрузки и вписывался в ограничения серийного продукта.

YADRO развивает телеком-направление с 2022 года: за этот срок мы прошли путь от прототипирования на отладочных платах до собственных серийных радиомодулей и базовых станций, работающих в коммерческих сетях. Важная часть этого пути — полный цикл разработки и производства: от архитектуры цифрового тракта и программного обеспечения до аппаратной платформы, выбора компонентов, топологии плат, сборки, настройки, измерений и испытаний. Такой подход дает возможность контролировать всю цепочку: не только написать код или собрать отдельный модуль, а довести систему до уровня промышленного продукта. Для базовой станции это критично: качество связи определяется не одним блоком, а согласованной работой всего тракта — от протокольной обработки и High-PHY до Low-PHY, ЦАП/АЦП, RF и антенны.

За несколько лет мы построили собственную инженерную базу, разработали ключевые компоненты системы и довели их до эксплуатации в реальных сетях. Для нас это не финальная точка, а фундамент для дальнейшего развития телеком-оборудования — уже на базе собственного опыта, собственного производства и собственного понимания того, как цифровые данные превращаются в устойчивую радиосвязь.

Другие статьи цикла про разработку базовых станций:

— «Простая конструкция, но высокая вычислительная мощность: в чем особенность разработки базовых станций».

— «Почему антенны работают на физике XIX века, но требуют технологий XXI».